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第7章 反饋控制電路 本章重點 反饋控制電路的組成和自動調(diào)節(jié)原理； 自動增益控制電路、自動頻率控制電路、鎖相環(huán)路的電路組成； 鎖相環(huán)路的鎖定狀態(tài)和鎖定狀態(tài)下的剩余相差； 鎖相環(huán)路的應(yīng)用。,1,7.1 從全球定位系統(tǒng)信號跟蹤接收談起 7.2 自動增益控制電路 7.3 自動頻率控制電路 7.4 鎖相環(huán)路 7.5 實訓(xùn),2,7.1 從全球定位系統(tǒng)信號跟蹤接收談起 為了提高通信和電子系統(tǒng)的性能指標(biāo)，在發(fā)送和接收設(shè)備中廣泛采用具有自動調(diào)節(jié)作用的控制電路。 在具有自動調(diào)節(jié)作用的控制電路中，反饋控制電路是最經(jīng)典，使用最多的電路結(jié)構(gòu)。 許多運輸和通信設(shè)備中安裝的全球定位系統(tǒng)（GPS）接收機，為了實現(xiàn)精確定位，就用了多種反饋控制電路來跟蹤和獲取所需定位信息。,3,圖7-1所示為全球定位系統(tǒng)工作原理。 全球定位系統(tǒng)包括GPS星座(覆蓋全球的24顆衛(wèi)星)、地面監(jiān)控系統(tǒng)(一個主控站,5 個全球監(jiān)測站和3 個地面控制站)和GPS信號接收機。 地球上任意地點都可以同時觀測到4顆衛(wèi)星。 定位地點GPS信號接收機先測離衛(wèi)星A的距離，比如說是11，000英里，則定位地點一定在一個中心在衛(wèi)星A，半徑為11，000英里的球面上。,4,圖7-1 全球定位系統(tǒng)工作原理,5,再測定位地點離衛(wèi)星B的距離，比如說是12，000英里，則定位地點一定在中心在衛(wèi)星A，半徑為11，000英里和中心在衛(wèi)星B，半徑為12，000英里的兩個球面的相交圓上。 再測定位地點離衛(wèi)星C的距離，比如說是13，000英里，則定位地點一定在上述相交圓與中心在衛(wèi)星C，半徑為13，000英里的球面相交的兩個點上。其中一個點在地面，一個點在很高的空中。 若是地面點的定位，3個衛(wèi)星已夠。,6,可再測定位地點離第四顆衛(wèi)星D的距離，形成的球面與上述兩個點中的一個相交，這個唯一相交的點就是用戶定位地點。 經(jīng)接收機中的微處理器進行定位計算，用戶在WGS-84大地坐標(biāo)系中的經(jīng)緯度、高度、速度、時間等信息便可得知。,7,移動的GPS接收機 要跟蹤接收移動的衛(wèi)星信號， 要減小衛(wèi)星上的時鐘和地球的時鐘不同步產(chǎn)生的誤差， 要從衛(wèi)星信號中提取載波用于解調(diào)導(dǎo)航電文， 要跟隨電波傳播衰落造成的接收信號強度起伏變化， 都要用到反饋控制電路。,8,反饋控制電路為閉合環(huán)路，由比較器、控制信號發(fā)生器、可控器件和反饋網(wǎng)絡(luò)四部分構(gòu)成，如圖7-2所示。 比較器將外加的參考信號r(t)與反饋信號f(t)進行比較，輸出二者的誤差信號e(t)，再經(jīng)過控制信號發(fā)生器產(chǎn)生控制信號c(t)，對可控器件進行控制，使輸出信號y(t)向誤差信號減小的方向變化。 經(jīng)多次循環(huán)調(diào)整后，輸出信號y(t)到達穩(wěn)定值，誤差信號也不再減小，為一較小的固定值。,9,圖7-2 反饋控制電路組成,10,可控器件的可控制量一般是增益、頻率或相位。 對應(yīng)的反饋控制系統(tǒng)分為自動增益控制（AGC）, 自動頻率控制（AFC）和自動相位控制（APC）。 其中自動相位控制電路通常稱為鎖相環(huán)路（PLL）, 是應(yīng)用最廣的一種反饋控制電路。,11,7.2 自動增益控制電路 自動增益控制電路是通信、導(dǎo)航、遙測、遙控接收機的重要輔助電路。其主要作用是使接收機的輸出電平保持為一定的數(shù)值。 因此也稱自動電平控制（ALC）電路。 接收機所接收的信號強度變化范圍很大，最強時幾百mV，最弱時只有幾μV，相差達幾十分貝。 如果接收機增益不變，會使輸出電平變化太大，影響接收效果。,12,為了使接收機輸出電平變化在允許的范圍之內(nèi)，必須采用自動增益控制（AGC）電路，使接收機的增益隨輸入信號強弱而變化。 信號強時增益減少，信號弱時增益增大。,13,7.2.1 工作原理 自動增益控制（AGC）電路組成如圖7-3所示。 輸入信號振幅為Ux，可控增益放大器增益Ａg為輸出反饋控制信號uc的函數(shù)，輸出信號振幅Uy可以表示為 Uy=Ag(uc)Ux （7-1）,14,圖7-3 自動增益控制電路組成框圖,15,設(shè)ｍi為AGC電路容許的輸入信號振幅的最大值Uxmax與最小值Uxmin之比（輸入動態(tài)范圍），為 ?? ?? = ?? xmax ?? xmin （7-2） 設(shè)ｍo是AGC電路限定的輸出信號振幅最大值Uymax與最小值Uymin之比（輸出動態(tài)范圍），為 ?? ?? = ?? ymax ?? ymin （7-3）,16,可以得到： ?? ?? = ?? ?? ?? ?? = ?? xmax ?? xmin ?? ymax ?? ymin = ?? ymin ?? xmin ?? ymax ?? xmax = ?? ??max ?? ??min （7-4） Ａgmax是輸入信號振幅最小時可控增益放大器的增益，為最大增益。 Ａgmin是輸入信號振幅最大時可控增益放大器的增益，為最小增益。 ｎg為可控增益放大器最大增益與最小增益之比，為增益控制范圍，也稱為增益動態(tài)范圍。,17,ｎg通常用分貝數(shù)表示。 ｎg越大，可控增益放大器的增益控制倍數(shù)就越大，在限定的輸出信號振幅變化范圍內(nèi)，容許輸入信號振幅的變化就越大，AGC電路的性能就越好。 例7.1 某接收機輸入信號振幅的動態(tài)范圍是62dB，輸出信號振幅限定的變化范圍為30%。若單級放大器的增益控制倍數(shù)為20dB，需要多少級AGC電路才能滿足要求？,18,解：輸出信號振幅限定變化范圍30%，是AGC電路控制的結(jié)果，由此可以計算AGC電路控制限定的輸出動態(tài)范圍mo為 ?? ?? =20lg ?? ??max ?? ??min =20 lg 1+ ?? ??max ? ?? ??min ?? ??min =20lg 1+0.3 ≈2.28dB,19,接收機實際輸入信號振幅動態(tài)范圍為62dB，AGC電路控制限定的輸出動態(tài)范圍為mo，由此可以計算增益控制范圍ｎg為 ?? ?? =20lg ?? ??max ?? ??min =20lg ?? ?? ?? ?? =20lg ?? ?? ?20lg ?? ?? =62?2.28=59.72dB n= 59.72 20 ≈3 需要三級AGC電路才能滿足自動增益控制要求。,20,7.2.2 電路類型 通信、導(dǎo)航、遙測、遙控接收機的反饋控制信號uc大多是利用接收機內(nèi)中頻放大器輸出信號經(jīng)檢波后產(chǎn)生的。 按照uc產(chǎn)生的方法不同，而有各種電路形式。 １. 簡單AGC電路 （1）晶體管收音機簡單AGC電路 圖7-4所示為晶體管收音機中的簡單AGC電路。,21,中頻放大器放大后的信號送包絡(luò)檢波器檢波，檢波輸出信號一路由電容器C4耦合到低頻放大器放大輸出，另一路由R2C3組成的低通濾波器濾去音頻信號，取出反映接收信號大小的直流電壓，作為控制信號，對中頻放大晶體管進行增益控制。 由于該直流電壓為檢波輸出電壓的平均值，所以又叫平均值式檢波器。,22,圖7-4 晶體管收音機中的簡單AGC電路,23,接收輸入信號大時，控制信號也大。 該控制信號加到中頻放大PNP型晶體管的基極，使晶體管的偏壓降低，工作點ＩE減小，因而中頻放大增益減小。 接收輸入信號小時，控制信號也小。 該控制信號加到中頻放大PNP型晶體管的基極，使晶體管的偏壓增大，工作點ＩE增大，因而中頻放大增益增大。,24,電路中，工作點ＩE的大小變化與接收輸入信號的大小變化正好相反， 故稱為反向AGC。 這時，用于中頻放大器的晶體管必須具有增益大小與工作點電流ＩE大小相反的特性。 調(diào)節(jié)可變電阻R2，可以使低通濾波器的截止頻率，低于解調(diào)后音頻信號的最低頻率Ωmin，避免控制信號大小隨音頻信號變化，出現(xiàn)反調(diào)制。 一般選R2C3＝（5～10）／Ωmin。,25,若將圖7-4中的中頻放大管改為NPN管，當(dāng)接收輸入信號大時，控制信號也大。 該控制信號加到中頻放大NPN型晶體管的基極，使晶體管的偏壓提高，工作點ＩE增大，增益減小。 接收輸入信號小時，反之。 這時ＩE的大小變化與接收輸入信號的大小變化正好相同, 故稱為正向AGC。 這時，用于中頻放大器的NPN型晶體管，必須具有增益大小與工作點電流ＩE大小相同的特性。,26,（2）差分放大器簡單AGC電路 圖7-5是集成電路中常用的差分放大器發(fā)射極負(fù)反饋增益控制電路，也為簡單AGC電路。 VT1和VT2組成差分放大器，信號從VT1、VT2的兩個基極雙端輸入，從兩個集電極雙端輸出，控制電壓uc從VT3管基極輸入。 Re1、Re2分別和二極管VD４、VD５并聯(lián)，組成VT1、VT2的發(fā)射極負(fù)反饋電阻，且Re1＝Re2，VD４和VD５特性相同。,27,圖7-5 差分放大器簡單AGC電路,28,控制電壓uc由后級放大器輸出的信號反饋產(chǎn)生。 當(dāng)接收輸入信號大時，控制電壓uc小，IC3小，Re1、Re2上的電壓降小，不足以使二極管VD４、VD５導(dǎo)通，VT1和VT2發(fā)射極負(fù)反饋電阻大，差分放大器增益小。 接收輸入信號變小，控制電壓uc增大，IC3增加，Re1、Re2上的電壓降增大，使二極管VD４、VD５逐漸導(dǎo)通，VT1和VT2發(fā)射極負(fù)反饋電阻逐漸減小，差分放大器增益隨之增大。,29,簡單AGC電路的優(yōu)點是電路簡單。 缺點是一有接收輸入信號，AGC電路立即起作用，在接收輸入信號振幅很小時，放大器的增益仍然會受到反饋控制電壓的控制而有所減小，從而使接收靈敏度降低。 所以，簡單AGC電路適用于接收輸入信號振幅較大的場合。,30,２. 延遲式AGC電路 延遲式AGC電路是設(shè)置一個AGC控制的起控門限電平UR。 當(dāng)輸入信號Ux小于UR時，反饋環(huán)路斷開，AGC不起作用，放大器的增益Ag不變，輸入信號以固有增益放大輸出。 當(dāng)輸入信號Ux大于UR時，反饋環(huán)路連通，AGC起作用，放大器的增益Ag受控制而減小。,31,圖7-6所示電視機電路，高頻放大采用延遲式AGC，當(dāng)輸入信號UX較小時（50μV），高放增益不受控制。 當(dāng)輸入信號UX超過某一定值Ux2后（5mV），高頻放大電路才開始自動增益控制。 其增益隨輸入信號Ｕx變化的曲線如圖7-7所示。 延遲式AGC可以在輸入信號較小時，高放級不受控制，高放級增益不被減小，高放級輸出信噪比不致降低，有助于降低接收機的總噪聲系數(shù)。,32,圖7-6 電視機延遲式AGC電路,33,圖7-7 電視機延遲式AGC電路特性,34,7.3 自動頻率控制電路 振蕩器的頻率經(jīng)常由于各種因素的影響而發(fā)生變化，偏離預(yù)定的數(shù)值。 自動頻率控制（AFC）電路也是一種反饋控制電路，反饋環(huán)路中傳遞的是頻率信息，誤差信號正比于輸入的參考頻率與壓控振蕩器輸出頻率之差。 控制對象是壓控振蕩器的頻率，使壓控振蕩器的振蕩頻率穩(wěn)定在輸入的參考頻率附近，僅剩余一較小誤差。,35,7.3.1工作原理 自動頻率控制（AFC）電路方框圖如圖7-8所示。,圖7-8 自動頻率控制電路的組成,36,頻率比較器如圖7-9(a)所示。 加到混頻器的，一個是輸入?yún)⒖夹盘?，角頻率為ωr；另一個是壓控振蕩器反饋信號，角頻率為ωy。 混頻器輸出信號加到鑒頻器，角頻率為ωr-ωy。鑒頻器的鑒頻特性如圖7-9(b)所示。 當(dāng)ωr＝ωy時，鑒頻器無輸出；當(dāng)ωr≠ωy時，鑒頻器輸出誤差信號電壓，表示為 ue= kb(ωr-ωy) （7-5） 式中，kb為鑒頻特性的斜率，也就是是鑒頻跨導(dǎo)。,37,圖7-9 頻率比較器組成和鑒頻輸出特性 (a) 頻率比較器組成框圖 (b)鑒頻特性,38,誤差信號電壓ue送入低通濾波器，濾去高頻成分，取出緩變控制信號uc送入壓控振蕩器（VCO），使其振蕩頻率ωy發(fā)生變化。 變化的結(jié)果是使頻率差ωr-ωy減小，從而使誤差信號電壓ue減小。多次循環(huán)后，電路達到穩(wěn)定。 電路穩(wěn)定時，壓控振蕩器的控制電壓仍然由誤差電壓提供，誤差信號電壓已經(jīng)減小，但不能為0，即頻率差不能為0。,39,自動頻率控制電路存在剩余頻差Δωd，這是自動頻率控制電路的一個重要特點。 剩余頻差Δωd為 Δωd=ωr-ωy0 （7-7） 式中，ωy0為電路穩(wěn)定時壓控振蕩器振蕩頻率。 若輸入?yún)⒖夹盘柦穷l率ωr發(fā)生變化，則ωy0將跟隨ωr變化，實現(xiàn)頻率跟蹤，當(dāng)然，兩者之間存在剩余頻差。,40,7.3.2 應(yīng)用電路 1. 在超外差式接收機中用于穩(wěn)定中頻頻率 超外差式接收機AFC電路方框圖如圖7-10所示。 接收信號載頻為ωc，相應(yīng)的本機振蕩信號角頻率為ωL，混頻后輸出中頻角頻率為ωI=ωL-ωc。 如果由于某種原因, 本振角頻率發(fā)生偏移ΔωL而變成ω+ΔωL, 則混頻后的中頻將變成ωI+ΔωL。此中頻信號經(jīng)中放后送給AFC電路的鑒頻器。,41,圖7-10 超外差接收機AFC電路方框圖,42,鑒頻器產(chǎn)生相應(yīng)的誤差電壓ue，經(jīng)低通濾波后控制本振的角頻率ωL，使其向相反方向變化，從而使混頻后的中頻也向相反方向變化。 幾次循環(huán)調(diào)控后，與ωI的偏離值遠小于原發(fā)生的偏移ΔωL，實現(xiàn)穩(wěn)定中頻頻率的目的。,43,２. 在調(diào)頻接收機中用于改善解調(diào)質(zhì)量 在調(diào)頻接收機中，可以用AFC電路來改善解調(diào)質(zhì)量，稱為調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)器，如圖7-11所示。 與普通調(diào)頻接收機的解調(diào)器相比較，區(qū)別在于輸出的解調(diào)電壓又反饋作為壓控振蕩器的控制電壓。該壓控振蕩器作為超外差接收的本地振蕩器。,44,圖7-11 調(diào)頻負(fù)反饋電路框圖,45,設(shè)接收調(diào)頻信號的瞬時頻率為ωc，角頻偏為Δωc，在電路穩(wěn)定時，壓控振蕩器的本振角頻率為ωL，由解調(diào)電壓反饋控制產(chǎn)生的角頻偏為ΔωL，則混頻輸出的中頻信號中心角頻率ωI和角頻偏ΔωI分別為 ωI＝ωL－ωc （7-8） 和 ΔωI＝Δωc－ΔωL （7-9） 混頻輸出的中頻信號的角頻偏減小了，相當(dāng)于壓縮了調(diào)頻信號的有效帶寬，可以用帶寬較窄的中頻放大器來放大。,46,中頻放大器帶寬窄，則進入中頻放大器和鑒頻器的噪聲功率減小，使輸出信噪比提高。 當(dāng)然，由于中頻頻偏被壓縮，使鑒頻器輸出的解調(diào)信號的動態(tài)范圍（強弱變化幅度）減小，清晰度降低，這一點是不利的。 所以，是否采用調(diào)頻負(fù)反饋以及調(diào)頻負(fù)反饋量的大小應(yīng)根據(jù)實際情況而決定。,47,7.4 鎖相環(huán)路 應(yīng)用最廣的一種反饋控制電路是自動相位控制電路，通常叫鎖相環(huán)路（PLL）。 鎖相環(huán)路是以鑒相器產(chǎn)生的相位誤差電壓去控制壓控振蕩器的振蕩頻率。 電路穩(wěn)定時，雖然有剩余相位誤差存在, 但頻率誤差可以降低到零, 從而實現(xiàn)無剩余頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。,48,7.4.1 工作原理 鎖相環(huán)路主要由鑒相器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器三部分組成, 如圖7-12所示。,圖7-12 鎖相環(huán)路的組成,49,１. 鑒相器 鑒相器是相位比較電路。 輸入鑒相器的一個是參考電壓： u i （t）= U im sin?( ω i t+ θ i (t) = U im sin φ i (t) 另一個是壓控振蕩器VCO輸出電壓： u y （t）= U ym cos ( ω y t+ θ y (t) = U ym cos φ y (t),50,鑒相器輸出電壓是兩個輸入電壓相位差的函數(shù)。 乘積型鑒相器的輸出電壓為 u e t = K b U im sin φ i t U ym cos φ y t = 1 2 K b U im U ym sin φ i (t)+ φ y (t) + 1 2 K b U im U ym sin φ i (t)? φ y (t) (7-10),51,2 .環(huán)路濾波器 環(huán)路濾波器是低通濾波器，濾除鑒相器輸出電壓中的無用高頻分量及其它干擾量，提高環(huán)路控制的穩(wěn)定性。鑒相器的輸出電壓濾去高頻分量后為 u c t = 1 2 K b U im U ym sin φ i t ? φ y t = 1 2 K b U im U ym sin φ e (t) (7-11) 該電壓作為控制電壓作用于壓控振蕩器。 環(huán)路濾波器頻率域的傳輸系數(shù)可以寫為H(P)，其中P＝j(luò)ω，為頻率參數(shù)，也為微分算子。,52,3 . 壓控振蕩器 壓控振蕩器(VCD)的振蕩角頻率ωy(t)受控制電壓uc(t)的控制。 在有限的誤差控制電壓范圍內(nèi)，VCD的振蕩角頻率ωy(t)與誤差控制電壓成線性關(guān)系，可寫成： ωy(t)=ωy0+kcuc(t) (7-12) 式中，振蕩角頻率ωy0為uc(t)=0時，VCO固有角頻率，ｋc為壓控靈敏度, 是一常數(shù)。,53,壓控振蕩器輸出相位為振蕩角頻率的積分： φ y t = ω ??0 + ?? ?? ?? ?? t dt+ θ y0 = ω y0 t+ θ y0 + ?? ?? ?? ?? t dt = ω y0 t+ θ y0 + 1 ?? ?? ?? ?? ?? t 式中，1／P為積分算子。,54,在環(huán)路剛閉合，還未產(chǎn)生誤差控制電壓，uc(t)=0時，VCO振蕩輸出電壓的固有相位為 φ y0 = ω y0 t+ θ y0 這時，鑒相器兩個輸入電壓相位差為固有相位差： φ 1 t = φ i t ?( ω y0 t+ θ y0 )(7-13),55,在環(huán)路閉合后，壓控振蕩器輸出電壓與未加誤差控制電壓時輸出電壓的相位差為控制相位差： φ 2 t =φ y t ?( ω y0 t+ θ y0 )= 1 ?? ?? ?? ?? ?? t (7-14) 該壓控振蕩器輸出電壓輸入鑒相器，鑒相器的兩個輸入電壓新的相位差為瞬時相位差： φ e (t)= φ i (t)? φ y (t)= φ 1 (t)? φ 2 (t) (7-15),56,4 . 環(huán)路相位模型 由各部分的相位關(guān)系，可建立鎖相環(huán)路的相位模型，如圖7-13所示。,圖8-13 鎖相環(huán)路的相位模型,57,由圖可以寫成環(huán)路方程為 φ e t = φ i t ? φ y t = φ 1 (t)? 1 ?? ?? ?? ??(??)?? ?? sin ?? ?? (t) 輸入的參考信號與壓控振蕩器的固有相位差產(chǎn)生誤差電壓信號，控制壓控振蕩器振蕩信號的相位改變，使瞬時相位差減小，從而使誤差電壓減小。 將上式等號兩邊微分，可得： d φ e (t) dt = d φ 1 (t) dt ? ?? ?? ??(??)?? ?? sin ?? ?? (t) (7-16),58,即 d φ e (t) dt = d φ 1 (t) dt ? d φ 2 (t) dt (7-17) 相位的隨時間變化率為頻率，相位差隨時間的變化率為頻率差。（7-17）式可寫成： ?ω e (t)= ?ω o (t)? ?ω y (t) 式中， ?ω e (t)= ω i (t)? ω y (t)為瞬時頻差； ?ω o (t)= ω i (t)? ω y0 (t)為固有頻差； ?ω y (t)= ω y (t)? ω y0 (t)為控制頻差。,59,在環(huán)路閉合以后, 任何時刻的瞬時頻差都等于固有頻差減去控制頻差。 經(jīng)過多次反饋控制調(diào)整后，環(huán)路進入穩(wěn)定狀態(tài)。 當(dāng)環(huán)路穩(wěn)定時，輸入鑒相器的兩個信號的相位差不再變化了，即 d φ e (t) dt =0 說明這時瞬時頻差Δωe（t）為0，固有頻差等于控制頻差，可得 ω y (t)= ω i (t) (7-18),60,VCO振蕩頻率ωy（t）等于輸入的參考信號頻率ωi（t），沒有剩余頻差。又因為 d φ e (t) dt =0 (7-19) φ e (t)為一常數(shù)，即存在一個固定的剩余相差。,61,7.4.2鎖相環(huán)路的兩種調(diào)節(jié)過程 1. 環(huán)路的跟蹤過程 在環(huán)路鎖定之后，若輸入?yún)⒖夹盘栴l率發(fā)生變化，鑒相器會產(chǎn)生新的誤差電壓，經(jīng)環(huán)路濾波器濾波后控制VCO，使VCO輸出信號頻率改變，幾次循環(huán)后，最終等于變化后的參考信號頻率，進入新的鎖定狀態(tài)，這是環(huán)路的跟蹤過程。 能夠?qū)崿F(xiàn)跟蹤的參考信號頻率變化范圍，稱為跟蹤帶或同步帶。超過該范圍，則不能實現(xiàn)跟蹤。,62,２. 環(huán)路的捕捉過程 當(dāng)環(huán)路未輸入?yún)⒖夹盘枙r，壓控振蕩器(VCO)振蕩頻率為固有振蕩頻率，環(huán)路處于未鎖定狀態(tài)。 若這時輸入?yún)⒖夹盘枺b相器產(chǎn)生誤差電壓，經(jīng)環(huán)路濾波器濾波后控制VCO，使VCO輸出信號頻率改變，幾次循環(huán)后，最終等于輸入的參考信號頻率，進入鎖定狀態(tài)，這就是環(huán)路的捕捉過程。,63,如果參考信號頻率與壓控振蕩器固有振蕩頻率差別太大，將無法捕捉到，環(huán)路會一直處于失鎖狀態(tài)。 能夠由失鎖進入鎖定狀態(tài)所允許的參考信號頻率與壓控振蕩器固有振蕩頻率偏離范圍，稱為環(huán)路的捕捉帶。 一般來說，捕捉帶小于跟蹤帶。,64,7.4.3鎖相環(huán)路的應(yīng)用 鎖相環(huán)路的輸出信號頻率，可以精確地跟蹤輸入信號頻率的變化，在通信、 雷達、導(dǎo)航、電機控制等方面有著廣泛的應(yīng)用。 1. 鎖相倍頻、分頻和混頻 在基本鎖相環(huán)路的反饋通道中插入分頻器, 就組成了鎖相倍頻電路, 如圖7-14所示。 當(dāng)環(huán)路鎖定時，鑒相器輸入信號角頻率與反饋信號角頻率相等，即ωi=ω’y。,65,圖7-14 鎖相倍頻電路的組成,66,ω’y是VCO輸出信號經(jīng)ｎ次分頻后的角頻率，所以VCO輸出角頻率ωy是輸入信號角頻率ωi的n倍，即ωy＝Nωi。 若輸入信號由高穩(wěn)定度的晶振產(chǎn)生，且分頻器的分頻比可變，則可以得到一系列穩(wěn)定的，間隔為ωi的頻率信號輸出。,67,顯然, 如將分頻器改為倍頻器，則可以組成鎖相分頻電路，即ωy＝ωi／ｎ。 在基本鎖相環(huán)路的反饋通道中插入混頻器和中頻放大器，還可以組成鎖相混頻電路，如圖7-15所示。 設(shè)混頻器輸入本振信號角頻率為ωL，當(dāng)環(huán)路鎖定時，有ωi=|ωL-ωy|，即ωy=ωL±ωi，從而實現(xiàn)混頻作用。,68,圖7-15 鎖相混頻電路的組成,69,2. 鎖相調(diào)頻與鑒頻 圖7-16是鎖相直接調(diào)頻電路組成框圖。 這種電路可以使輸出調(diào)頻信號的中心頻率（載波）鎖定在晶振頻率上。 為了使環(huán)路濾波器輸出的控制電壓uc(t)只對VCO中心頻率不穩(wěn)定有所反映，環(huán)路濾波器的通頻帶應(yīng)該很窄，應(yīng)小于調(diào)制信號的最低頻率。 顯然，這是一種載波跟蹤環(huán)。,70,圖7-16 鎖相直接調(diào)頻電路的組成,71,圖7-17是鎖相鑒頻電路組成框圖。 當(dāng)輸入為調(diào)頻波uFM(t)時，VCO能精確地跟蹤輸入uFM(t)的瞬時頻率的變化。 既然VCO振蕩信號與輸入調(diào)頻波uFM(t)的瞬時頻率變化規(guī)律相同，則VCO的控制電壓uc(t)與原調(diào)制電壓的變化規(guī)律相同，或者說環(huán)路濾波器輸出的控制電壓uc(t)就是所需的原調(diào)制信號uΩ(t)。 環(huán)路濾波器的通頻帶要足夠?qū)?，使鑒相器輸出的誤差電壓能順利通過。這是一種調(diào)制跟蹤環(huán)。,72,圖7-17 鎖相鑒頻電路的組成,73,7.4.4鎖相環(huán)路頻率合成器 頻率合成器是利用一個（或多個）高穩(wěn)定度的基準(zhǔn)頻率，通過一定的變換與處理后，產(chǎn)生出一系列離散頻率的信號源，在一些通信設(shè)備中稱作高頻箱。,74,利用鎖相環(huán)路可以構(gòu)成性能良好的頻率合成器。這是目前廣泛采用的一種頻率合成技術(shù)。 用鎖相倍頻電路和前置可變分頻器可以組成頻率合成器，如圖7-18所示。 這樣組成的頻率合成器稱為單環(huán)頻率合成器，其輸出角頻率為 ω y = n m ω i ，（ｎ=１, ２, …, Ｎ；ｍ＝１, ２, …, Ｍ）,75,圖7-18 單環(huán)頻率合成器,76,最小角頻率間隔（步長）為ωi／M，輸出角頻率范圍為ωi／M～Nωi。 頻率轉(zhuǎn)換時間的經(jīng)驗公式為: t s = 25 f r (7-20) 式中ｆr為鑒相器輸入?yún)⒖碱l率，圖中為fi／m。 單環(huán)頻率合成器結(jié)構(gòu)簡單, 制作和調(diào)試容易, 但是性能指標(biāo)較差。,77,為了得到良好的頻率分辨力，要求頻率間隔必須很小，對于單環(huán)頻率合成器來說，則要求降低參考頻率ｆr。 通常單環(huán)頻率合成器的參考頻率ｆr不能小于１kHz, 這也就是它的最小頻率間隔。 還有，單環(huán)頻率合成器的輸出頻率數(shù)目也受限制。 比較有效的措施是采用多環(huán)方案。 現(xiàn)在已有各種集成鎖相環(huán)頻率合成器。,78,例7.2 圖7-19是一個雙環(huán)頻率合成器, 由兩個鎖相環(huán)和一個混頻濾波電路組成。 兩個參考頻率ｆr1＝1kHz,ｆr2＝100kHz。 可變分頻器的分頻比范圍分別為n1＝10000～11000，n2＝720～1000。 固定分頻器的分頻比n3＝10。 求輸出頻率ｆy的頻率調(diào)節(jié)范圍和步長（即頻率間隔）。,79,圖7-19 雙環(huán)頻率合成器,80,解：環(huán)路Ⅰ是鎖相倍頻電路，輸出頻率 f 01 = n 1 f r1 ｆ01經(jīng)過n3固定分頻后，輸出 f 02 = n 1 n 3 f r1 ｆ02經(jīng)過n2可變分頻后，輸出 f 03 = n 1 n 2 n 3 f r1 混頻器輸出端用帶通濾波器取出和頻信號，有 f 04 = f r2 + n 1 n 2 n 3 f r1,81,環(huán)路Ⅱ也是鎖相倍頻電路, 所以輸出頻率 f y = n 2 f 04 = n 2 f r2 + n 1 n 3 f r1 可見，輸出合成頻率ｆy由兩部分之和組成。 前一部分n2ｆr2調(diào)節(jié)范圍為72MHz～100MHz（720×100kHz～1000×100kHz），頻率間隔0.1MHz。 后一部分n1ｆr1／n3的調(diào)節(jié)范圍為1MHz～1.1MHz（1000×1kHz～1100×1kHz），頻率間隔100Hz。,82,兩部分綜合后，則ｆy的總調(diào)節(jié)范圍為73MHz～101.1MHz，步長為100Hz，總頻率數(shù)為281000個。 環(huán)路Ⅰ的輸入?yún)⒖碱l率為1kHz。 環(huán)路Ⅱ的輸入?yún)⒖碱l率（ｆ04）為101kHz～101.53kHz（100kHz+1kHz～100kHz+1.53kHz），（n1取10000、n3取1000、n2取10 ～ n1取11000、n3取720、n2取10計算得出）。 根據(jù)式（7-20）可求得最大轉(zhuǎn)換時間為25ms。,83,7.4.5集成鎖相環(huán)路 1 概述 由于鎖相環(huán)路的應(yīng)用日益廣泛, 迫切要求降低成本、 提高可靠性, 因而促使其向集成化、數(shù)字化、小型化和通用化方向發(fā)展。目前已生產(chǎn)出數(shù)百種型號的集成鎖相環(huán)路。 集成鎖相環(huán)路有兩大類, 一類是主要由模擬電路組成的模擬鎖相環(huán)，另一類是主要由數(shù)字電路組成的數(shù)字鎖相環(huán)。 每一類按其用途又可分成通用型和專用型。,84,通用型是適用于各種用途的鎖相環(huán)路，其內(nèi)部電路主要是鑒相器和壓控振蕩器, 環(huán)路濾波器一般需外接。 如果環(huán)路濾波器采用有源濾波器，則有源濾波器的放大器部分在集成電路內(nèi)部，RC等濾波元件部分外接。 專用型是專為某種功能設(shè)計的鎖相環(huán)路，例如調(diào)頻收音機中的調(diào)頻立體聲解調(diào)環(huán)路，彩色電視機中的色同步信號提取環(huán)路等。,85,在選用集成鎖相環(huán)電路時, 首先要注意工作頻率這個重要參數(shù), 其次是工作電流, 最大鎖定范圍和電源電壓等, 除了環(huán)路濾波器必須外接以外, 其余還需要外接哪些元件也應(yīng)注意。 表7.1給出了幾種常用通用型模擬集成鎖相環(huán)電路的主要性能指標(biāo)。 其中NE562是L562的國外型號,NE565是L565的國外型號，其余類推。,86,表7.1 常用鎖相環(huán)電路的性能指標(biāo),87,2. L562集成鎖相環(huán)電路 L562內(nèi)部電路框圖如圖7-20所示，由鑒相器、環(huán)路濾波器、VCO、放大器等電路組成。 L562只需外接兩個電容，一個為環(huán)路濾波器的濾波電容，另一個為VCO的定時電容。 鑒相器與VCO是斷開的，在3、4腳和2、15腳間插入分頻器或混頻器，可作頻率合成器或混頻器用。 L562最高工作頻率為30MHz，最大鎖定范圍為±15%fyo，電源電壓為16V～30V， 典型工作電流為12mA。,88,圖7-20 L562集成鎖相環(huán)路內(nèi)部電路框圖,89,圖7-21所示為采用L562組成的FM解調(diào)電路，F(xiàn)M信號從11、12腳輸入。 CT是VCO振蕩定時電容，選擇CT電容量使VCO振蕩頻率等于FM信號的載頻。 VCO振蕩信號由3腳輸出，經(jīng)電阻分壓后由Cc耦合到2腳，輸入鑒相器與FM信號比較。CD是去加重電容。13、14腳外接Cx、Rx與片內(nèi)的R1、R2組成環(huán)路低通濾波器。 解調(diào)后的低頻信號從第9腳輸出。,90,圖7-21 采用L562組成的FM解調(diào)電路,91,圖7-22是采用L562組成的單環(huán)頻率合成電路。 從L562的11腳輸入頻率為f1的參考信號，從4腳輸出的VCO振蕩輸出信號，經(jīng)T216分頻器N分頻后，由15腳重新輸入鎖相環(huán)內(nèi)的鑒相器。 環(huán)路鎖定后，VCO輸出信號頻率為Nf1，由3腳輸出。 這也是一個鎖相倍頻電路。,92,圖7-22 采用L562組成的單環(huán)頻率合成器電路,93,7.5 實訓(xùn) 7.5.1紅外發(fā)射和接收電路裝配與調(diào)試 圖7-23（a）為發(fā)射電路，圖中U1為LM741運算放大器，U2為時基電路LM555或7555。 傳聲器MIC接收到語言聲音產(chǎn)生音頻信號，經(jīng)U1放大后由6腳輸出從U2的5腳輸入，對U2產(chǎn)生的脈沖振蕩信號進行頻率調(diào)制。 U2產(chǎn)生的脈沖振蕩信號頻率由R6和C2確定，通常調(diào)到40KHz。3腳輸出調(diào)頻信號，接到紅外發(fā)光二極管LED1，使紅外光線強度隨調(diào)頻信號變化。,94,圖7-23（ a）脈沖頻率調(diào)制紅外發(fā)射電路,95,圖（b）為接收電路，圖中紅外光電晶體管RS276-145接收LED1發(fā)出的已調(diào)紅外光信號，將其轉(zhuǎn)換為電信號的調(diào)頻信號送入U1LM741放大。 經(jīng)U1放大后的調(diào)頻信號送入U2的2腳進行鑒頻。 U2為鎖相環(huán)集成電路LM565，外圍元件R4和C2、C3將壓控振蕩器VCO振蕩頻率調(diào)到40KHz處，對輸入的40kHz載頻的調(diào)頻信號進行鎖相鑒頻。 鑒頻輸出音頻信號送到U3放大，U3為LM386運算放大器，由5腳輸出推動揚聲器發(fā)出聲音。,96,圖7-23（b） 脈沖頻率調(diào)制紅外接收電路,97,7.5.2 無線電遙控玩具車裝配與調(diào)試 無線電遙控玩具車電路如圖7-24所示，圖中TX-2／RX-2為臺灣瑞昱公司生產(chǎn)的專用于遙控車模的CMOS大規(guī)模集成電路。 TX-2為14腳雙列直插式（DIP14）封裝，RX-2為16腳雙列直插式（DIP16）封裝，工作電壓都為3～5V，典型值4V，工作電流分別為2mA和3mA。 TX-2／RX-2具有５種控制功能，即前進、后退、加速、左轉(zhuǎn)和右轉(zhuǎn)等，具有較高的抗干擾性能。,98,99,圖（a）為發(fā)射電路，電源電壓為9V。 圖中VT2為晶體振蕩器，產(chǎn)生射頻載波信號，振蕩頻率由所接晶體的標(biāo)稱頻率確定，為27MHz。 晶體振蕩器輸出的射頻載波加到VT1的基極。圖中5個按鍵開關(guān)控制5種運行動作。當(dāng)某個開關(guān)合上后，TX-2內(nèi)電路產(chǎn)生相應(yīng)編碼信號，由8腳輸出加到晶體管VT1的基極，對射頻載波進行調(diào)幅。 輸出編碼調(diào)幅信號送天線發(fā)射。,100,圖7-24 （a） 無線電遙控玩具車發(fā)射電路,101,圖（b）為接收電路，電源電壓為4.5＋4.5V。天線從空中接收到電磁波信號，經(jīng)電感L3取出信號加到VT1的發(fā)射極。 VT1與L2、C2、C3等構(gòu)成超再生接收電路。 檢波輸出的編碼信號經(jīng)R4、C7送入RX-2的14腳，由內(nèi)部反相放大器1進行放大，放大后的信號由15腳輸出，再從16腳輸入內(nèi)部反相放大器2進行放大，放大后的信號由1腳輸出經(jīng)R8送入3腳進行譯碼。 譯碼后，從6、7、10、11、12腳分別輸出控制右轉(zhuǎn)、左轉(zhuǎn)、后退、前進、加速等功能高電平信號。,102,圖7-24 （b） 無線電遙控玩具車接收電路,103,列出元器件表，備齊元器件，裝配調(diào)試電路。 圖中電感L用φ0.6漆包線在5mm直徑筆芯上繞幾圈，脫胎而成?？招膯螌泳€圈圈數(shù)N和電感量L的關(guān)系如下式所示： L= ?? 0 ?? 2 ??? 10 ?4 μH 線圈長度l為 l=N ??+t 式中，D為空心線圈內(nèi)徑， d為漆包線直徑， t為圈間間隔，單位均為mm； L0為修正系數(shù)，其值與D和l有關(guān)，如表8-1所示：,104,表8-1 修正系數(shù)L0與線圈尺寸關(guān)系表,105,